Amplificador operacional

Amplificador operacional

Un amplificador operacional, a sovint conegut op-amp o ampop per les seues sigles en anglés (operational amplifier), és un dispositiu amplificador electrònic d'alta guany acoplat en corrent contínua que té dos entrades i una eixida. En esta configuració, l'eixida del dispositiu és, generalment, de centenars de mils de voltes major que la diferència de potencial entre les seues entrades.

Història

El concepte de l'amplificador operacional va sorgir cap a 1947, com un dispositiu construït en tubos de buit, com a part de les primeres computadores analògiques dins de les quals eixecutaven operacions matemàtiques (suma, resta, multiplicació, divisió, integració, derivació, etc.), de lo que es va originar el nom pel qual se li coneix. El primer amplificador operacional monolític construït com a circuit integrat, va ser desenrollat en 1964 en l'empresa Fairchild Semiconductor per l'ingenier electriciste nortamericà Robert John Widlar i va dur el número de model μA702. A est li va seguir el μA709 (1965), també de Widlar, i que va constituir un gran èxit comercial. Més vesprada seria substituït pel popular μA741 (1968), desenrollat per David Fullagar, i fabricat per numeroses empreses, basat en tecnologia bipolar, el qual es va convertir en estàndart de l'indústria electrònica.

Principi d'operació

Els dissenys varien entre cada fabricant i cada producte, pero tots els amplificadors operacionals tenen bàsicament la mateixa estructura interna, que consistix en tres etapes:

1. Amplificador diferencial: és l'etapa d'entrada que proporciona un baix amplificament del soroll i gran impedència d'entrada. Solen tindre una eixida diferencial.
2. Amplificador de tensió: proporciona guany de tensió.
3. Amplificador d'eixida: proporciona la capacitat de suministrar la corrent necessària, té una baixa impedència d'eixida i, usualment, protecció front a curtcircuits. Este també proporciona un guany adicional.

El dispositiu posseïx dos entrades: una entrada no inversora (+), en la qual hi ha una tensió indicada com $V_{+}$ i una atra inversora (–) somesa a una tensió $V_{-}$. En forma ideal, el dispositiu amplifica solament la diferència de tensió en les entrades, coneguda com a tensió d'entrada diferencial ($V_{\text{in}}=V_{+}-V_{-}$). La tensió o voltage d'eixida del dispositiu $V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}$ està donada per l'equació:

$V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-})=A_{\text{OL}}{V}_{\text{in}}$

en la qual $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$ representa el guany del dispositiu quan no hi ha realimentación, condició coneguda també com "llaç (o bucle) obert". En alguns amplificadors diferencials, existixen dos eixides en desfasament de 180° per a algunes aplicacions especials.

Llaç obert

La magnitut del guany $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$ és, generalment, molt gran, de l'orde de 100.000 voltes o més i, per lo tant, una chicoteta diferència entre les tensions $V_{+}$ i $V_{-}$ fa que l'eixida de l'amplificador siga d'un valor propenc al de la tensió d'alimentació, situació coneguda com a saturació de l'amplificador. La magnitut de $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$ no és ben controlada pel procés de fabricació, aixina que és impráctico usar un amplificador en llaç obert com a amplificador diferencial.

Si l'entrada inversora és conectada a terra (0 V) de manera directa o per mig d'una resistència $R_g$ i la tensió d'entrada $V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$ aplicada a l'atra entrada és positiva, l'eixida serà la de la màxima tensió positiva d'alimentació; si $V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$ és negatiu, l'eixida serà el valor negatiu d'alimentació. Com no existix realimentación, des de l'eixida a l'entrada, l'amplificador operacional actua com comparador.

Llaç tancat

Si es desija un comportament predible en la senyal d'eixida, s'usa la realimentación negativa aplicant una part de la tensió d'eixida a l'entrada inversora. La configuració de llaç tancat reduïx notablement el guany del dispositiu, ya que esta és determinada per la ret de realimentación i no per les característiques del dispositiu. Si la ret de realimentación és feta en resistències menors que la resistència d'entrada de l'amplificador operacional, el valor del guany en llaç obert $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$ no afecta sériament l'operació del circuit. En l'amplificador no inversor de l'image, la ret resistiva constituïda per $R_f$ i $R_g$ determina el guany en llaç tancat.

Una forma vàlida d'analisar este circuit es basa en estes suposicions vàlides:

1. Quan un amplificador operacional opera en el modo llineal (no saturat) la diferència de tensió entre les dos entrades és insignificant (V₊ ≅ V₋ ).
2. La resistència entre les entrades és molt més gran que atres resistències en la ret de realimentación (R_in ≫ R_{realimentación}).

Per (1), la tensió V₋ ≅ V_in i la corrent que passa per la resistència $R_g$ és:

$i=\frac{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{R_g}$

Pero la ret conformada per les resistències és un divisor de tensió i com la corrent $i$ no entra a l'amplificador per presentar en les seues entrades resistències casi infinites (2), llavors eixa corrent circula també per la resistència $R_f$ i per això:

$\begin{array}{ccc}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}& =& V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}+i\cdot R_f\\ & =& V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}+\frac{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{R_g}\cdot R_f\\ & =& V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}\cdot (1+\frac{R_f}{R_g})\end{array}$

Com a resultat, el guany en llaç tancat $A_{\mathrm{C}\mathrm{L}}$ la definix l'anterior equació:

$A_{\mathrm{C}\mathrm{L}}=\frac{V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}=(1+\frac{R_f}{R_g})$

Paràmetros dels amplificadors operacionals

• Impedència d'entrada ($Z_{\mathrm{i}}$): És la resistència entre les entrades de l'amplificador i es pot medir en modo diferencial i en modo comú: En modo diferencial es definix com la resistència total entre les entrades inversora i no inversora. En modo comú és la resistència entre cada entrada i terra.
• Impedència d'eixida ($Z_{\mathrm{o}}$): És la resistència que s'observa a l'eixida de l'amplificador.
• Guany en llaç obert ($A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$): Indica el guany de tensió en absència de realimentación. Es pot expressar en unitats naturals (V/V, V/mV) o logarítmiques (dB). Són valors habituals de 100.000 a 1.000.000 V/V. Alguns fabricants denominen a este paràmetro Large-signal differential voltage amplification (Amplificament de tensió diferencial per a gran senyal).
• Tensió en modo comú ($v_{\mathrm{c}\mathrm{m}}$): És el valor promig de tensió aplicada a abdós entrades de l'amplificador operacional.
• Tensió de desequilibri (offset) d'entrada ($V_{\mathrm{I}\mathrm{O}}$): És la diferència de tensió, entre les entrades d'un amplificador operacional que fa que la seua eixida siga zero volts.
• Corrent de desequilibri d'entrada ($I_{\mathrm{I}\mathrm{O}}$): És la diferència de corrent entre les dos entrades de l'amplificador operacional, que fa que la seua eixida prenga el valor zero.
• Tensió d'entrada diferencial ($V_{\mathrm{I}\mathrm{D}}$): És la major diferència de tensió entre les entrades de l'operacional que mantenen el dispositiu dins de les especificacions.
• Corrent de polarisació d'entrada ($I_{\mathrm{I}\mathrm{B}}$): Corrent mija que circula per les entrades de l'operacional en absència de senyal.
• Rapidea de variació de tensió (slew rate, en idioma anglés): És la màxima variació de la tensió d'eixida respecte de la variació del temps, com a resposta a un tensió d'escaló. Es medix en V/μs, kV/μs o unitats similars. Este paràmetro està llimitat per la compensació en freqüència de la majoria dels amplificadors operacionals.
• Relació de Rebuig en Modo Comú (RRMC, o CMRR en les seues sigles en anglés): És la capacitat d'un amplificador de rebujar senyals en modo comú.

Característiques de l'amplificador operacional

Amplificador operacional ideal

• Infinit guany en llaç obert $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$

• Infinita resistència d'entrada, $R_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$
• Corrent d'entrada zero.
• Tensió de desequilibri d'entrada zero.
• Infinit ranc de tensió disponible en l'eixida.
• Infinit ample de banda en desplaçament de fase zero.
• Rapidea de variació de tensió infinita.
• Resistència d'eixida $R_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}$ zero.
• Soroll zero.
• Infinit Factor de Rebuig a Font d'Alimentació (PSRR).

Estes característiques es poden resumir en dos "regles d'or":

• En el llaç tancat l'eixida intenta fer lo necessari per a fer zero la diferència de tensió entre les entrades.
• Les corrents d'entrada al dispositiu són zero.

Amplificador operacional real

L'amplificador real diferix de l'ideal en varis aspectes:

• Guany en llaç obert, para corrent contínua, des de 100.000 fins a més d'1.000.000.
• Resistència d'entrada finita, des de 0,3 MΩ en avant.
• Resistència d'eixida no zero.
• Corrent d'entrada no zero, generalment de 10 nA en circuits de tecnologia bipolar.
• Tensió de desequilibri d'entrada no zero, en certs dispositius és de ±15 mV
• Rebuig de modo comú no infinit, encara que gran, en alguns casos, de 80 a 95 dB.
• Rebuig a font d'alimentació no infinit.
• Característiques afectades per la temperatura d'operació.
• Deriva de les característiques, per l'envelliment del dispositiu.
• Ample de banda finito, llimitat a propòsit pel disseny o per característiques dels materials.
• Presència de soroll tèrmic.
• Presència d'efectes capacitivos en l'entrada per la rodalia dels terminals entre sí.
• Corrent d'eixida llimitada.
• Potència dissipada llimitada.

Aplicacions

Vore també: Anex:Amplificadors operacionals en realimentación negativa

Les aplicacions més comunes dels amplificadors operacionals són les següents:

Comparador

Artícul principal → Comparador.

Aplicació sense retroalimentación que compara senyals entre les dos entrades i presenta una eixida en funció de quina entrada siga major. Es pot usar per a adaptar nivells llògics.

• $V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=\{\begin{array}{cc}{V}_{S+}& V_1>V_2\\ V_{S-}& V_1<V_2\end{array}$

Una aplicació simple pero útil, és la de proporcionar un sistema de control ON-OFF. Per eixemple un control de temperatura, l'entrada de la qual no inversora es conecta un termistor (sensor de temperatura) i en l'entrada inversora un divisor resistivo en un preset (resistència variables) per a ajustar el valor de tensió de referència. Quan en la pata no inversora existixca una tensió major a la tensió de referència, l'eixida activara alguna senyalisació o un actuador.

Seguidor de voltage o tensió

És aquell circuit que proporciona a l'eixida la mateixa tensió que a l'entrada. Presenta la ventaja de que l'impedència d'entrada és elevada, la d'eixida pràcticament nula, i és útil com un búfer, per a eliminar efectes de càrrega o per a adaptar #impedència (conectar un dispositiu en gran impedència a un atre en baixa impedència i viceversa) i realisar medicions de tensió d'un sensor en una intensitat molt chicoteta que no afecte sensiblement a la medició.

Amplificador no inversor

En el modo amplificador no inversor, la tensió d'eixida varia en la mateixa polaridad que la tensió d'entrada. L'equació de guany per a esta configuració és:

$V_{\text{out}}=A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}(V_{+}-V_{-}).$

No obstant, en este circuit V₋ és una funció de V_out per la realimentación negativa a través de la ret constituïda per R₁ i R₂, a on R₁ i R₂ formen un divisor de tensió, i com V₋ és una entrada d'alta impedència, no hi ha efecte de càrrega. Per tant:

$V_{-}=\beta \cdot V_{\text{out}}.$

A on

$\beta =\frac{R_1}{R_1+R_2}=\frac{1}{1+\frac{R_2}{R_1}}.$

Substituint açò en l'equació de guany, s'obté:

$V_{\text{out}}=A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}(V_{\text{in}}-\beta \cdot V_{\text{out}}).$

Resolent per a $V_{\text{out}}$:

$V_{\text{out}}=V_{\text{in}}\left(\frac{1}{\beta +1/A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}}\right),$

a on si $A_{\mathrm{O}\mathrm{L}}$ és molt gran, se simplifica a

$V_{\text{out}}\approx \frac{V_{\text{in}}}{\beta }=\frac{V_{\text{in}}}{\frac{R_{\text{1}}}{R_{\text{1}}+R_{\text{2}}}}=V_{\text{in}}(1+\frac{R_2}{R_1})$.

Amplificador inversor

En el modo amplificador inversor, la tensió d'eixida varia en polaridad oposta a la tensió d'entrada. Com en l'amplificador no inversor, es partix de l'equació de guany general:

$V_{\text{out}}=A_{\text{OL}}(V_{+}-V_{-}).$

En este cas, V₋ és funció de V_out i V_in donada pel divisor de tensió format per R_f i R_in. De nou, no hi ha efecte de càrrega en V₋ per l'alta impedència de l'amplificador operacional, en lo que

$V_{-}=\frac{1}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}}(R_{\text{f}}{V}_{\text{in}}+R_{\text{in}}{V}_{\text{out}}).$

Substituint açò en l'equació de guany i resolent $V_{\text{out}}$:

$V_{\text{out}}=-V_{\text{in}}\cdot \frac{A_{\text{OL}}{R}_{\text{f}}}{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}+A_{\text{OL}}{R}_{\text{in}}}=-V_{\text{in}}\frac{R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}\frac{1}{1+\frac{R_{\text{f}}+R_{\text{in}}}{A_{\text{OL}}{R}_{\text{in}}}}.$

Si $A_{\text{OL}}$ és molt gran, se simplifica a

$V_{\text{out}}\approx -V_{\text{in}}\frac{R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}.$

Sumador inversor

Aplicació en la qual l'eixida és de polaridad oposta a la suma de les senyals d'entrada.

• Per a resistències independents R₁, R₂,... R_n
  • $V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-R_f(\frac{V_1}{R_1}+\frac{V_2}{R_2}+\dots +\frac{V_n}{R_n})$
• L'expressió se simplifica prou si s'usen resistències del mateix valor
• #Impedència d'entrada: Z_n = R_n

Restador Inversor

Per a resistències independents R₁,R₂,R₃,R₄ l'eixida s'expressa com:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=V_2\left(\frac{(R_3+R_1)R_4}{(R_4+R_2)R_1}\right)-V_1\left(\frac{R_3}{R_1}\right)$

L'impedència diferencial entre dos entrades és:

$Z_{\mathrm{i}\mathrm{n}}=R_1+R_2+R_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$

a on $R_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$ representa la resistència d'entrada diferencial de l'amplificador, ignorant les resistències d'entrada de l'amplificador de modo comú. Este tipo de configuració té una resistència d'entrada baixa en comparació a un atre tipo de restadores com l'amplificador d'instrumentació.

Integrador ideal

Este montage integra i invertix la senyal d'entrada $V_{in}$ produint com a eixida:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=\underset{0}{\overset{t}{\int }}-\frac{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{RC}dt+V_{\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{i}\mathrm{c}\mathrm{i}\mathrm{a}\mathrm{l}}$

En esta equació $V_{\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{i}\mathrm{c}\mathrm{i}\mathrm{a}\mathrm{l}}$ és la tensió d'orige en iniciar-se el funcionament.

Este integrador no s'usa en la pràctica de forma discreta ya que qualsevol senyal chicoteta de corrent directa en l'entrada pot ser acumulada en el condensador fins a saturar-ho per complet; sense mencionar la característica de desplaçament de tensió de l'amplificador operacional, que també és acumulada. Este circuit s'usa de forma combinada en sistemes retroalimentats que són models basats en variables d'estat (valors que definixen l'estat actual del sistema) a on l'integrador conserva una variable d'estat en la tensió de la seua condensador.

Derivador ideal

Este circuit deriva i invertix la senyal d'entrada, produint-se com a eixida:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-RC\frac{d{V}_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{dt}$

Ademés de lo anterior, este circuit també s'usa com a filtre, no obstant no és estable. Açò es deu a que en amplificar més les senyals d'alta freqüència, termina amplificant molt el soroll.

Conversor de corrent a tensió

El conversor de corrent a tensió, es coneix també com a amplificador de transresistencia, en el qual una corrent d'entrada $I_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$, produïx a l'eixida una tensió proporcional a esta, en una impedència d'entrada molt baixa, ya que està dissenyat per a treballar en una font de corrent.

En la resistència $R$ com a factor de proporcionalitat, la relació resultant entre la corrent d'entrada i la tensió d'eixida és:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-R{I}_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$

Esta aplicació s'usa en sensors, que entreguen poca corrent i s'acoplen un amplificador operacional que entrega la tensió d'eixida respectiva proporcional a dita corrent.

Funció exponencial i logarítmica

El logaritmo i la seua funció inversa, la funció exponencial, poden ser implementats per mig d'amplificadors operacionals aprofitant el funcionament exponencial d'un diodo, conseguint una senyal d'eixida proporcional al logaritmo o a la funció exponencial a la senyal d'entrada.

La senyal d'entrada $V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}$, en este cas, produirà una eixida $V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}$ proporcional al logaritmo natural de la primera:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-m\ln \left(\frac{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{nR}\right)$

Els factors $m$ i $n$ són factors de correcció, determinats per la temperatura i els paràmetros propis del diodo.

Per a conseguir l'operació inversa, s'intercanvien les posicions del diodo i de la resistència, per a donar lloc a la tensió d'eixida:

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-nR{e}^{\left(\frac{V_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{m}\right)}$

En la pràctica, implementar estes funcions en un circuit és més complicat, i en lloc d'usar-se un diodo s'usen transistors bipolars, per a minimisar qualsevol efecte no desijat per la temperatura de treball. No obstant, el principi de funcionament de la configuració es manté.

En la realisació d'estos circuits també podrien fer-se conexions múltiples. En l'amplificador antilogarítmico les multiplicacions són #adició, mentres que en el logarítmic, les #adició són multiplicacions. A partir d'això, es podrien combinar dos amplificadors logarítmics, seguits d'un sumador, i a l'eixida, un amplificador antilogarítmico, en lo que s'hauria conseguit un multiplicador analògic, en el qual l'eixida és el producte de les dos tensions d'entrada.

Convertidor Digital-Analògic (R-2R)

Artícul principal → Ret R-2R.

Per mig d'una ret de resistències R-2R, es poden introduir en els extrems senyalats com $V_0$, $V_1$,$V_2$ i $V_3$ senyals digitals del valor adequat per a realisar la conversió. En este cas, des de qualsevol de les entrades, en les demés conectades a terra, la resistència d'entrada és del valor:

$R_{\mathrm{i}\mathrm{n}}=R$

Si $R_2=2R$ llavors

$V_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=-(\frac{V_0}{24}+\frac{V_1}{12}+\frac{V_2}{6}+\frac{V_3}{3})$

Dos inconvenients associats en este convertidor són que per cada entrada, s'afigen dos resistències i que, si es necessita un convertidor més precís, es deuen elegir els valors de resistència que s'ajusten en una relació 2 a 1 en baixes #tolerància.

Usos

• Calculadores digitals
• Filtres
• Preamplificadores i búferes d'àudio i video
• Reguladors
• Conversores
• Evitar l'efecte de càrrega
• Adaptadors de nivells (per eixemple CMOS i TTL)
• Rectificadores de precisió

Estructura interna de l'amplificador operacional μA741

Usat com a font per molts fabricants, i en múltiples productes similars, un eixemple d'un amplificador operacional en transistors bipolars és el circuit integrat μA741 dissenyat en 1968 per David Fullagar en Fairchild Semiconductor despuix del llançament del circuit integrat LM301 creat per l'ingenier Robert John Widlar.

Encara que este dispositiu s'ha utilisat històricament en àudio i atres equips sensibles, hui en dia és rar el seu us per les característiques de soroll millorades dels operacionals més moderns. Ademés de generar un "siseo" perceptible, el 741 i uns atres operacionals antics poden presentar relacions de rebuig al modo comú molt pobres per lo que, generalment, introduiran zumbido a través dels cables d'entrada i atres interferències de modo comú, com a esclafits per conmutación, en equips sensibles.

Hui en dia l'amplificador μA741 usualment s'utilisa per a referir-se a un operacional integrat genèric, com els dispositius μA741, LM301, 558, LM342, TBA221 o una tongada més moderna com el TL071. La descripció de l'etapa d'eixida de el μA741 és cualitativamente similar a la de molts atres dissenys, que poden tindre etapes d'entrada molt diferents, exceptuant que:

• Alguns dispositius (μA748, LM301 i LM308) no tenen compensació interna.
• Alguns dispositius moderns tenen excursió completa d'eixida entre les tensions d'alimentació, lo que significa que hi ha uns pocs milivoltios per baix dels valors màxim i mínim d'alimentació.

Etapa d'entrada

Sistema de corrent constant

Les condicions de repòs de l'etapa d'entrada es fixen per mig d'una ret d'alimentació negativa d'alt guany els blocs principals del qual són els dos espills de corrent del costat esquerre de la figura, delineados en roig. El propòsit principal de la realimentación negativa (suministrar una corrent estable a l'etapa diferencial d'entrada) es realisa com seguix.

La corrent a través de la resistència de 39 kΩ actua com una referència de corrent per a les demés corrents de polarisació usades en l'integrat. La tensió sobre esta resistència és igual a la tensió entre els borns d'alimentació ($V_{S+}-V_{S-}$) menys dos caigudes de diodo de transistor (Q11 i Q12), per lo tant la corrent és $I_{\text{ref}}=(V_{S+}-V_{S-}-2V_{\text{be}})/(39\text{ k}\Omega )$. L'espill de corrent Widlar format per Q10, Q11, i la resistència de 5Kohm genera una chicoteta fracció de Iref en el colector de Q10. Esta chicoteta corrent constant entregada pel colector de Q10 suministra les corrents de base de Q3 i Q4, aixina com la corrent de colector de Q9. L'espill Q8/Q9 força a la corrent de colector de Q9 a ser igual a la suma de les corrents de colector de Q1 i Q2. Per lo tant les corrents de base de Q1 i Q2 combinades (que són del mateix orde que les corrents d'entrada de l'integrat) seran una chicoteta fracció de la ya chicoteta corrent per Q10.

Llavors, si l'etapa d'entrada aumenta la seua corrent per alguna raó, l'espill de corrent Q8/Q9 prendrà corrent de les bases de Q3 i Q4, reduint la corrent de l'etapa d'entrada, i viceversa. El llaç de realimentación ademés aïlla el restant del circuit de senyals de modo comú en forçar la tensió de base de Q3/Q4 a seguir $2V_{\mathrm{b}\mathrm{e}}$ per baix de la major de les dos tensions d'entrada.

Amplificador diferencial

El bloc delineado en blau és un amplificador diferencial. Q1 i Q2 són seguidors d'emissor d'entrada i junt en el parell en base comuna Q3 i Q4 formen l'etapa diferencial d'entrada. Ademés, Q3 i Q4 actuen com desplazadores de nivell i proporcionen guany de tensió per a controlar l'amplificador classe A. També ajuden a millorar la màxima tensió $V_{\mathrm{b}\mathrm{e}}$ inversa dels transistors d'entrada (la tensió de ruptura de les junturas base-emissor dels transistors NPN Q1 i Q2 és de 7 V aproximadament, mentres que els transistors PNP Q3 i Q4 tenen ruptures de l'orde de 50 V).

L'amplificador diferencial format pels quatre transistors Q1-Q4 controlen un espill de corrent com a càrrega activa formada pels tres transistors Q5-Q7 (Q6 és la verdadera càrrega activa). Q7 aumenta la precisió de l'espill en disminuir la fracció de corrent de senyal presa de Q3 per a controlar les bases de Q5 i Q6. Esta configuració oferix una conversió de diferencial a asimètrica de la següent forma:

La senyal de corrent per Q3 és l'entrada de l'espill de corrent mentres que la seua eixida (el colector de Q6) es conecta al colector de Q4. Ací les senyals de corrent de Q3 i Q4 se sumen. Per a senyals d'entrada diferencials, les senyals de corrent de Q3 i Q4 són iguals i opostes. Per tant, la suma és el doble de les senyals de corrent individuals. Aixina es completa la conversió de diferencial a modo asimètric.

La tensió en buit en este punt està donada pel producte de la suma de les senyals de corrent i el paralel de les resistències de colector de Q4 i Q6. Com els colectors de Q4 i Q6 presenten resistències dinàmiques altes a la senyal de corrent, el guany de tensió a circuit obert d'esta etapa és molt alta.

Note's que la corrent de base de les entrades no és zero i l'impedència d'entrada efectiva (diferencial) d'un 741 és de l'orde de 2 MΩ. Les pates "offset null" poden usar-se per a conectar resistències externes en paralel en les dos resistències internes d'1 kΩ (generalment els extrems d'un potenciómetro) per a balancejar l'espill Q5/Q6 i aixina controlar indirectament l'eixida de l'operacional quan s'aplica una senyal igual a zero a les entrades.

Etapa de guany classe A

El bloc delineado en magenta és l'etapa de guany classe A. L'espill superior dret Q12/Q13 càrrega esta etapa en una corrent constant, des del colector de Q13, que és pràcticament independent de la tensió d'eixida. L'etapa consistix en dos transistors NPN en configuració Darlington i utilisa l'eixida de l'espill de corrent com a càrrega activa d'alta impedència per a obtindre una elevada guany de tensió. El condensador de 30 pF oferix una realimentación negativa selectiva en freqüència a l'etapa classe A com una forma de compensació en freqüència per a estabilisar l'amplificador en configuracions en realimentación. Esta tècnica es diu compensació Miller i funciona de manera similar a un circuit integrador en amplificador operacional. També li la coneix com "compensació per pol dominant" perque introduïx un pol dominant (un que emmaixquera els efectes d'atres pols) en la resposta en freqüència a llaç obert. Este pol pot ser tan baix com 10 Hz en un amplificador 741 i introduïx una atenuació de -3 dB a eixa freqüència. Esta compensació interna s'usa per a garantisar l'estabilitat incondicional de l'amplificador en configuracions en realimentación negativa, en aquells casos en que el llaç de realimentación no és reactiu i el guany de llaç tancat és igual o major a u. D'esta manera se simplifica l'us de l'amplificador operacional ya que no es requerix compensació externa per a garantisar l'estabilitat quan el guany siga unitari; els amplificadors sense ret de compensació interna poden necessitar compensació externa o guanys de llaç significativament majors que un.

Circuit de polarisació d'eixida

El bloc delineado en vert (basat en Q16) és un desplazador de nivell de tensió (o multiplicador de $V_{\mathrm{b}\mathrm{e}}$); un tipo de font de tensió. En el circuit es pot vore que Q16 suministra una caiguda de tensió constant entre colector i emissor independentment de la corrent que ho travessa. Si la corrent de base del transistor és despreciable, i la tensió entre base i emissor (i a través de la resistència de 7.5 kΩ) és 0.625 V (un valor típic per a un BJT en la regió activa), llavors la corrent que travessa la resistència de 4.5 kΩ serà la mateixa que travessa 7.5 kΩ, i generarà una tensió de 0.375 V. Açò manté la caiguda de tensió en el transistor, i les dos resistències en 0.625 + 0.375 = 1 V. Açò servix per a polarisar els dos transistors d'eixida llaugerament en condició reduint la distorsió "crossover". En alguns amplificadors en components discrets esta funció es conseguix en diodos de silici (generalment dos en série).

Etapa d'eixida

L'etapa d'eixida (delineada en cian) és un amplificador seguidor d'emissor push-pull Classe AB (Q14, Q20) la polarisació de la qual està fixada pel multiplicador de $V_{\mathrm{b}\mathrm{e}}$ Q16 i les seues dos resistències de base. Esta etapa està controlada pels colectors de Q13 i Q19. Les variacions en la polarisació per temperatura, o entre components del mateix tipo són comuns, per lo tant la distorsió "crossover" i la corrent de repòs poden sofrir variacions. El ranc d'eixida de l'amplificador és aproximadament un volt menys que la tensió d'alimentació, degut en part a la tensió $V_{\mathrm{b}\mathrm{e}}$ dels transistors d'eixida Q14 i Q20.

La resistència de 25 Ω en l'etapa d'eixida sensa la corrent per a llimitar la corrent que entrega el seguidor d'emissor Q14 a uns 25 mA aproximadament per al 741. La llimitació de corrent negativa s'obté sensando la tensió en la resistència d'emissor de Q19 i utilisant esta tensió per a tirar cap a avall (conectar a Vs) la base de Q15 per mig de Q22. Versions posteriors del circuit d'este amplificador poden presentar un método de llimitació de corrent llaugerament diferent. L'impedència d'eixida no és zero, com s'esperaria en un amplificador operacional ideal, no obstant s'aproxima a zero en realimentación negativa a freqüències baixes.

Llimitacions

Saturació

Si a un Amplificador Operacional típic configurat com a amplificador, li introduïm una donada senyal d'entrada, a l'eixida obtindrem (idealment) la mateixa senyal multiplicada per la guany. Pero esta eixida no podrà prendre qualsevol valor, sino que està llimitada per la tensió en la que s'alimenta, típicament el 90% del valor de la mateixa. Quan l'eixida alcança este valor, es diu que està saturat, puix ya no està amplificant.

Eixemple: Si a un AO (Amplificador operacional) de guany 100.000 li introduïm una senyal d'entrada d'1 volt, es veu fàcilment que no tindrem 100.000 volts l'eixida, sino que estarà llimitada per la tensió d'alimentació, com es va mencionar anteriorment.

Un concepte associat a est és el Slew rate.

Tensió d'offset

És la diferència de tensió que s'obté entre els dos pines d'entrada quan la tensió d'eixida és nula, esta tensió és zero en un amplificador ideal lo que no s'obté en un amplificador real. Esta tensió pot ajustar-se a zero per mig de l'us de les entrades d'offset (solament en alguns models d'operacionals) en cas de voler precisió. L'offset pot variar depenent de la temperatura (T) de l'operacional com seguix:

$V_{\text{offset}}=V_{\text{offset}}(T_0)+\frac{\Delta V_{\text{offset}}}{\Delta T}(T-T_0)$

A on T₀ és una temperatura de referència.

Un paràmetro important, a l'hora de calcular les contribucions a la tensió d'offset en l'entrada d'un operacional és el CMRR (Rebuig al modo comú).

Ara també pot variar depenent de l'alimentació de l'operacional, a açò se li crida PSRR (power supply rejection ràtio, relació de rebuig a la font d'alimentació). La PSRR és la variació de la tensió d'offset respecte a la variació de les tensions d'alimentació, expressada en dB. Es calcula com seguix:

$\mathrm{P}\mathrm{S}\mathrm{R}\mathrm{R}=-20\log \mathrm{P}\mathrm{S}\mathrm{R}\mathrm{R}=-20\log \left(\frac{\Delta V_{\text{offset}}}{\Delta V_{\mathrm{C}\mathrm{C}}}\right)$

Corrents

Ací hi ha dos tipos de corrents que considerar i que els fabricants solen proporcionar:

• $I_{\text{offset}}=|I_{+}-I_{-}|$
• $I_{\text{bias}}=\frac{I_{+}+I_{-}}{2}$

Idealment abdós deurien ser zero.

Característica tensió-freqüència

A l'Amplificador Operacional típic també se li coneix com a amplificador realimentado en tensió (VFA). En ell hi ha una important llimitació respecte a la freqüència: El producte del guany en tensió per l'ample de banda és constant.

Com el guany en llaç obert és de l'orde de 100.000 un amplificador en esta configuració només tindria un ample de banda d'uns pocs Hercios(Hz). Al realimentar negativament es baixa el guany a valors de l'orde de 10 a canvi de tindre un ample de banda acceptable. Existixen models de diferents Aplificador Operacional per a treballar en freqüències superiors, en estos amplificadors prima mantindre les característiques a freqüències més altes que el restant, sacrificant a canvi un menor valor de guany o un atre aspecte tècnic.

Capacitancias

L'amplificador operacional presenta capacitats (capacitancias) paràsites, les quals produïxen una disminució del guany conforme s'aumenta la freqüència.

Deriva tèrmica

Degut a que una unió semiconductora varia el seu comportament en la temperatura, els Amplificadors Operacionals també canvien les seues característiques, en este cas cal diferenciar el tipo de transistor en el que està basat, aixina les corrents anteriors variaran de forma diferent en la temperatura si són bipolars o JFET.

Vore també

• Amplificador en realimentación
• Amplificador d'aïllament
• Amplificador d'instrumentació
• Amplificador de transconductancia variable
• Amplificador realimentado en corrent
• Comparador
• Disparador Schmitt
• Transistor

Enllaços externs

• «LM741 Operational Amplifier» (en anglés). Consultat el 22 de giner de 2016.
• «L'Amplificador Operacional, Pràctica N°7». Archivat des d'el original, el 25 de juny de 2018. Consultat el 22 de giner de 2016.

• ^{[enllaç trencat]}
• Camenzind, Hans (2005). Designing Analog Chips (en anglés).
• «The Best of Bob Pease». National Semiconductor. Archivat des d'el original, el 5 de febrer de 2012. Consultat el 22 de giner de 2016.
• «Understanding silicon circuits: inside the ubiquitous 741 op amp» (en anglés). Consultat el 22 de giner de 2016.
• Sumadores restadores en amplificadors operacionals